驱动LED串的DCM升压转换器简化分析：实际考虑

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作者：安森美半导体Christophe Basso及Alaini Laprade
       
        本文的第1部分专门对驱动LED串的升压转换器进行了理论分析。激发这项研究的是稳定汽车应用背光驱动器环路的需求。由于应用了脉宽调制(PWM)进行调光控制，环路控制就是一项会影响最终性能的重要设计考虑因素。第2部分介绍应用的方案，并将对比验证测量的频率响应与理论推导数值。
       
        LED调光控制系统电路图
        高亮度白光LED的模拟调光会产生色偏。PWM数字调光控制是预防色偏的首选调光方法，因为发光强度将是平均流明强度。PWM导通周期期间的LED电流幅值与调光比为独立互不影响。
       
        图1代表的是汽车应用LED调光控制系统，其在关闭模式下静态电流消耗低于10 ?A。它采用安森美半导体的NCV887300[1] 1 MHz非同步升压控制器，此器件以恒定频率不连续峰值电流模式工作。负载包含一串共10颗的串联Nichia NSSW157-AT[2]白光高亮度LED。相应的电路板如图2所示。
         
         

       
        图1：应用了NCV887300的LED PWM调光控制电路。
       
        图2：NCV887300 LED演示电路板。

       
       
            为了方便分析，下面列出了NCV887300控制器的关键参数：
       
        -    VIN = 13.2 V时，静态电流 (Iq) < 6 ?A (-40 °C < TJ < 125 °C) 。
        -    EN/SYNC引脚：能够连接至外部TTL指令。引脚有双重功能，还支持振荡器同步至外部时钟
        -    ISNS：升压晶体管电流感测限流阈值电压为400 mV；内部斜坡补偿为130 mV/?s。
        -    VC：内部运算跨导放大器(OTA)补偿引脚。在封装引脚与放大器输出之间有一颗裸片级的542  ESD中联保护电阻。典型跨导gm为1.2 mS。OTA提供100 ?A汲电流/源电流能力。
        -    VFB：LED 电流感测电阻R29根据约200 mV的内部参考电压来调节。
       
        图1所示LED PWM调光控制电路的设计目标及工作原理如下文所示。
       
        设计目标
        在6至18 V输入电压工作范围下，此电路在200 Hz PWM调光频率时能支持1000:1的PWM调光比，使得计算出的最小脉冲宽度为5 ?s。工作频率为1 MHz的NCV887300能产生最少5个升压晶体管门脉冲，以维持提供给LED电流的输出电容电荷。需要不连续导电模式(DCM)升压拓扑结构来维持稳压，因为在每个门脉冲过后升压电感能量全部被释放。连续导电模式(CCM)拓扑结构会导致稳压性能较差，且带来不合要求的模拟调光，因为升压电感的能量增强惯性要求数个工作周期。
       
        输出漏电流损耗必须减至最低，以帮助维持深度调光工作期间的输出电容电荷。漏电流导致LED PWM关闭时间期间出现一些输出电压放电，反过来产生一些模拟调光，使PWM恢复导通时间时补偿网络出现显著误差。
       
        -    肖特基整流器遭受跟温度相关的大漏电流影响。为了将升压整流器漏电流减至最小，电路中选择了超快技术的升压整流器。
        -    陶瓷电容的漏电流比电解电容低得多，是首选的输出升压电容。
        -    输出过压监测电路电流消耗必须保持在最低值。利用接地之电阻分压器网络的监测电路是不适合的。此电路中选择了齐纳激发的过压检测电路，因为齐纳拐点(knee)电压比电池电压高得多，而漏电流极低。
       
        电路工作信息
        Q18阻断数字电流，用于PWM数字调光控制。当PWM指令为有源低电平时，D34将IC的VFB反馈控制电压钳位至低于控制器稳压点的值，并阻断升压IC GDRV FET门驱动信号。Q15用作补偿网络状态采样/维持功能，用于深度调光应用。通用在PWM调光期间断开补偿网络连接，反馈补偿电容电荷(C31及C32)被维持，而当PWM指令变为有源高电平时快速动态控制就恢复。
       
        Q14与R48/R49/R51/R52一起用于1.8 V逻辑PWM调光信号的电平转换，U7缓冲PWM信号以驱动双向开关Q15。
        如果未检测到LED开路故障事件，将会导致过压工作条件。电流感测电阻R29电压反馈将为0 V，就会产生环路开路输出过压条件。电路中选择了分立无源元件以应用过压保护功能，在LED系统被从外部关闭时将输出漏电流损耗减至最小。D31齐纳二极管感测过压条件，通过将启用(enable)引脚拉为低电平、中断升压开关工作(D28)，引发控制器IC的软启动(D29)。电阻R30为输出升压能量存储电容C22提供放电通道。
       
        移除跳线J1将关闭LED链，以支持连接至VOUT端子与LED端子之间的外部负载。
       
        电阻R44是频率响应分析仪在VFB与FB端子的信号注入点。它的存在不会影响系统环路响应。通过在R44两端注入频率响应分析仪信号，将可以测量控制输出(FB/VC端子)、放大器(VC/VFB)及闭环形式中的开路增益(FB/VFB)响应。
       
        LED交流动态阻抗特性鉴定
        根据制造商数据表中在特定工作条件下测得的特征曲线，可以近似得出LED动态阻抗。系统具体热工作条件可能大不相同。第1部分的文章中介绍了系统LED动态阻抗的系统级方法，这方法对器件进行了系统级热条件下的特性鉴定。就第2部分的文章而言，我们使用频率响应分析仪，在100% PWM占空比的热稳定工作条件下，测量电路内的电流感测电阻、PWM FET阻抗及累积串联动态阻抗(见图3)。
       
         
         

       
        图3：电流感测反馈网络的电路内小信号响应。

       
        闭环分析
        第1部分的文章中推导出了控制输出(Vout)表达式H(s)。功率提供给LED串，但反馈控制项是LED电流感测电阻电压VRsense (见图4)。受控系统传递函数H(s)必须根据等式(1)来调整。
         
        图4. 电流感测反馈
                                        
                  (1)
       
            其中：
                  (2)
                 (3)
                 (4)
                 (5)
                 (6)
                 (7)
            Vc可以从等式(8)获得。
                 (8)
        在热稳定的系统级工作条件下测量了LED动态阻抗、串联PWM晶体管及电流感测电阻参数。VIN = 12 V、Iout = 116 mA为工作参数。测得的开环响应Hc(s)波特图及测量结果如图5所示。表1列出了测得的参数，用于计算图1所示的电路图。
       
         
         

       
        图5. 控制至输出响应——测量结果与计算值对比

       
        表1. 演示板电路参数

参数	数值	备注
rLED (10颗LED链)	33.1	测量值
Rswitch (Q12)	1.44	测量值
Rsense (R69)	1.73	测量值
VOUT	29.75 V	测量值
VIN	12.0 V	测量值
Ri	0.22
Se	130 mV/?s
Cout	1.0 ?F	GRM31CR71H225KA88L 进行了直流偏置及温度调节
rc	4 m
Iout	116 mA	测量值
L	3.3 ?H	MSS5131-332MX
LED负载	NSSW157AT	10颗LED链
Tsw	1 ?s

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