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标题: 基于锂电池化成的新型双向DC/DC拓扑结构研究与建模 [打印本页]

作者: admin 时间: 2014-10-11 08:02
标题: 基于锂电池化成的新型双向DC/DC拓扑结构研究与建模
0 引言

随着社会的发展，能源、环保与发展的矛盾日益突出，锂电池的发展能有效的改善这一问题。锂电池由于工作电压高、体积小、质量轻、无记忆效应、无污染、自放电小、循环寿命长等特点，广泛应用于电动车汽车能源系统、航空航天电源系统、太阳能光伏电源系统，移动通信系统以及移动终端设备中。双向DC/ DC变换器是对锂电池充放电进行管理的重要部分，其工作性能直接影响到锂电池的使用效率和寿命。

目前，双向DC/ DC变换器的拓扑结构主要有2种型式：非隔离型变换器和隔离型变换器。非隔离Buckboo st变换器效率高、结构简单，但没有隔离能力，不能应用于输入输出电压压差较大的场合。隔离式变换器有双向推挽结构、双向半桥结构和双向全桥结构。

其中，推挽结构效率较半桥双向DC/ DC结构高，高压侧输入电压大的时，开关管承受电压应力大，且变压器绕线复杂；半桥结构变压器没有中心抽头，设计简单，低压侧电压较低时，由于电容分压，造成在升压变换过程中升压能力不足；全桥结构效率最高，可以实现软开关控制，但控制电路复杂，成本较高。本文提出一种基于采用数字控制的双向DC/ DC变换器，采用两级变换结构，一级采用固定脉冲驱动；另一级采用双闭环控制，可以有效的在3V锂电池电压与400V电源电压之间进行变换。

1 双向DC/ DC主电路结构和工作原理

本文采用两级双向DC/ DC变换器结构，如图1所示。第一级采用隔离式半桥变换结构，利用变压器对高压侧与低压侧进行隔离，开关管V1 ， V1 ， V3 ， V4采用固定脉冲控制，实现从400 V母线电压和20 V中间电压进行变换，第二级采用非隔离式Buckboost变换器构成，开关管V5 ， V6采用闭环闭环控制，实现20 V中间电压和3 V锂电池电压之间进行二次变换。

1.1 降压工作模式

母线侧输入电压400 V，经C1和C2分压，上下桥臂输入电压为200 V.控制器将固定脉冲送至T G1和TG2 ，使开关管V1 ， V2工作在开关状态。由V3 ， V4体内二极管与D3、D4构成全波整流电路，经C0滤波，使电压从400 V降至20 V；闭环控制器输出PWM信号，送至开关管V5 ，使V5 ， D6 ， L 1 ， C11构成Buck降压变换器，将电压从20 V降至3 V.调节输入开关管V5的驱动波形占空比，可以调节输出电压。降压变换时输入电压与输出电压关系式：

式中：N 1变压器高压侧匝数； N2变压器低压侧匝数，V400高压侧输入电压； D1开关管V5的输入脉冲占空比。

图1 两级双向DC/ DC主电路图

1.2 升压工作模式

电池侧输入3 V电压，经C11滤波后，送至由V6 ，D5 ， L 1 ， C0构成boost升压变换器，由boo st变换器将电压从3 V升至20 V，调节送到V6的脉冲占空比，可以实现调节输出电压；由第一级变换器升压至20 V的电压经C3 ， C4分压，送至半桥变换器，给固定脉冲至TG3和TG4 ，使开关管V3 ， V4工作在开关状态，经变压器升压至200 V，由V1、V2的体内二极管与D1、D2以及C1 ，C2构成全波倍压整流电路，将输出电压稳定在400 V.

升压变换时输入电压与输出电压关系式：

式中：N 1变压器高压侧匝数； N2变压器低压侧匝数；Vbat ter y电池电压； D2开关管V6的输入脉冲占空比。

2 数字控制系统设计

随着电池性能的提高，对化成电源提出了更高的要求。要求化成电源不仅具有高精度，高可靠性，还要具有体积小、安全性高、组网能力强，以及充放电响应速度快，过程无冲击，以延长电池的使用寿命，传统的模拟化成电源已经无法满足这些新要求。并且，由于锂电池生产工艺限制，通常将小容量锂电池并联使用，这就要求在大型化成设备中多个双向DC/ DC变换器并联使用，实现量锂电池的化成。为了完成对多点锂电池的管理与监控，本设计的双向DC/ DC变换器以dsPIC30F2010为核心控制器件。dsPIC30F2010是一款只有28个引脚的高性能16位微处理器。它采用哈佛架构，有1个16位CPU和1个DSP内核。

dsPIC30F2010的外设资源有6个PWM输出通道；3个16位定时器/计数器，可选择将16位定时器配对组成32位定时器模块； 4路16位捕捉输入功能，2路16位比较/ PWM输出； 1个带FIFO缓冲区的可寻址UART模块； 6路10位模数转换器（ A/ D）， 500 KS/ s（对于10位A/ D）转换速率。该芯片在本设计完成对各个开关管的控制、锂电池电流、电压，温度测量、设备工况显示，上位机通信等功能，结构如图2所示。

图2 硬件结构图

为了保证两级变换器输出电压和电流的稳定，本设计采用平均电流控制。平均电流控制的原理如图3所示。该控制方式采用电压外环控制和电流内环控制，Ur为给定基准信号，Uback是非隔离Buckboost变换器的输出电压，Ur与Uback经误差器后输出至比例积分器得到电流环的基准信号I r ；通过电流取样电阻得到非隔离Buckbo ost变换器的电感电流I back ，经比例器得到I of.通过运算器和比例积分器后得到误差电压Ue ，误差电压Ue与三角波T r1比较得到PWM波，控制开关管V5 ， V6的导通或截止。

图3 平均电流控制图

在软件设计时，设置PWMCON1寄存器的PMOD位置1，使dsPIC30F2010的PWM为独立工作模式；设置PT MR寄存器得到基准时基，配置周期寄存器PTPER的值，得到需要频率的三角波，将AD采样结果送至PDC，进行占空比设置。

3 仿真实验及结果分析

利用Mat lab中SIMULINK模块进行本设计仿真验证，其中，第一级半桥结构采用开环控制方式，在第2级非隔离Buckboost中采用外电压环和内电流环控制。如图4所示。

图4 整体仿真电路图

在半桥变换器结构中，为了防止上下桥臂同时导通，需要设置一定的死区时间，让上下桥臂交替导通，开关频率f = 50 kHz，上下桥臂的占空比各为0. 3，输入电压为400 V，在纹波电流为10% ，纹波电压为1%的条件下，计算输出滤波电感为L 1= 25 H，输出滤波电容为C11= 612. 5 F，负载电阻R5 = 0. 15 ，变压器变比为N s / N p= 20.

图5给出了降压时变压器原边副边电压波形和电池充电电压与电流波形，如图5（ a）所示，在输入电压为400 V的情况下，由于原边电容分压使原边绕组上电压幅值为200 V，副边绕组电压为10 V，图5（ b）为输出电压和电流波形，在开始启动后经过一个上升期，充电电压稳定在3 V，充电电流稳定与20 A.

图5 降压仿真结果波形图

图6给出了升压时电池侧放电电流与电压波形，母线侧电流与电压波形，如图6（ a）电池放电电压电流波形图，电池放电电压为3 V，输出电流经过一个周期后稳定在20 A；图6（ b）为放电时母线侧电压和电流波形，输出电压经过一个周期后400 V，电流恒定在0. 05 A.

图6 升压仿真结果波形图

4 结语

本文提出两级双向DC/ DC拓扑结构，此拓扑的电路结构简单，由双向半桥变换器和双向Buckboost变换器进行组合，改善了单级半桥式双向变换器在电压输入较低时变换性能差的缺点，通过对该变换器在低压侧为3 V时进行升压仿真和高压侧在400 V时进行降压仿真，分析结果表明，该双向DC/ DC拓扑结构能实现大输入与输出电压压差的变换。

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